Napajanja
Y. SEMENOV, Rostov na Donu
Radio, 2002, br. 5
Prekidački regulatori napona (step-down, step-up i inverting) zauzimaju posebno mjesto u istoriji razvoja energetske elektronike. Ne tako davno, svako napajanje sa izlaznom snagom većom od 50 vati uključivalo je regulator za preklapanje. Danas je opseg takvih uređaja smanjen zbog smanjenja troškova napajanja s ulazom bez transformatora. Ipak, upotreba preklopnih opadajućih stabilizatora u nekim slučajevima se ispostavi da je ekonomičnija od bilo kojeg drugog DC-DC pretvarača.
Funkcionalni dijagram step-down prekidačkog regulatora prikazan je na sl. 1, i vremenski dijagrami koji objašnjavaju njegov rad u režimu kontinuirane struje induktora L, ≈ na sl. 2.
U trenutku uključivanja t, elektronski prekidač S je zatvoren i struja teče kroz kolo: pozitivni terminal kondenzatora C in, otporni senzor struje R dt, induktor za skladištenje L, kondenzator C out, opterećenje, negativni terminal kondenzatora C in. U ovoj fazi, struja induktora l L jednaka je struji elektronskog prekidača S i raste skoro linearno od l Lmin do l Lmax.
Prema signalu neusklađenosti iz čvora za poređenje ili signalu preopterećenja sa senzora struje, ili njihovoj kombinaciji, generator prebacuje elektronski prekidač S u otvoreno stanje. Budući da se struja kroz induktor L ne može trenutno promijeniti, tada se pod djelovanjem EMF-a samoindukcije otvara dioda VD i struja l L teče duž kruga: katoda diode VD, induktor L, kondenzator C VX, opterećenje, anoda diode VD. U trenutku t lKl, kada je elektronski prekidač S otvoren, struja induktora l L poklapa se sa strujom diode VD i opada linearno od
l Lmax do l L min. Tokom perioda T, kondenzator C out prima i daje povećanje naelektrisanja ΔQ out. koja odgovara zasjenjenoj oblasti na vremenskom dijagramu struje l L . Ovaj inkrement određuje amplitudu talasnog napona ΔU Cout na kondenzatoru Cout i na opterećenju.
Kada je elektronski prekidač zatvoren, dioda se zatvara. Ovaj proces je popraćen naglim povećanjem struje prekidača na vrijednost I smax zbog činjenice da je otpor kruga ≈ senzor struje, zatvoren prekidač, povratna dioda ≈ vrlo mali. Za smanjenje dinamičkih gubitaka treba koristiti diode s kratkim povratnim vremenom oporavka. Osim toga, diode regulatora buck moraju biti sposobne podnijeti veliku povratnu struju. S vraćanjem svojstava zatvaranja diode, počinje sljedeći period konverzije.
Ako preklopni buck regulator radi na niskoj struji opterećenja, može se prebaciti u režim isprekidane struje induktora. U ovom slučaju, struja induktora prestaje do trenutka kada se sklopka zatvori i njeno povećanje počinje od nule. Režim isprekidane struje je nepoželjan pri struji opterećenja blizu nominalne, jer u tom slučaju dolazi do povećanog talasanja izlaznog napona. Najoptimalnija situacija je kada stabilizator radi u kontinuiranom strujnom režimu induktora pri maksimalnom opterećenju i u režimu povremene struje, kada se opterećenje smanjuje na 10 ... 20% od nominalnog.
Izlazni napon se reguliše promjenom omjera vremena zatvorenog stanja prekidača i perioda ponavljanja impulsa. U ovom slučaju, ovisno o strujnom krugu, moguće su različite opcije za implementaciju metode upravljanja. Kod uređaja sa relejnim upravljanjem, prijelaz iz uključenog stanja u isključeno stanje određuje čvor za poređenje. Kada je izlazni napon veći od podešene vrijednosti, prekidač se isključuje i obrnuto. Ako fiksirate period ponavljanja impulsa, tada se izlazni napon može podesiti promjenom trajanja uključenog stanja prekidača. Ponekad se koriste metode u kojima se fiksira ili vrijeme zatvorenog ili otvorenog stanja prekidača. U bilo kojoj od metoda upravljanja, potrebno je ograničiti struju induktora u fazi zatvorenog stanja prekidača kako bi se zaštitilo od izlaznog preopterećenja. U ove svrhe koristi se otporni senzor ili transformator impulsne struje.
Proračun preklopnog buck regulatora
Odabir glavnih elemenata pulsirajućeg stabilizatora i proračun njihovih načina rada izvršit će se na konkretnom primjeru. Svi omjeri koji se koriste u ovom slučaju dobijaju se na osnovu analize funkcionalnog dijagrama i vremenskih dijagrama, a za osnovu se uzima metodologija.
1. Na osnovu poređenja početnih parametara i maksimalno dozvoljenih vrijednosti struje i napona brojnih moćnih tranzistora i dioda, prvo biramo bipolarni kompozitni tranzistor KT853G (elektronski prekidač S) i diodu KD2997V (VD ).
2. Izračunajte minimalne i maksimalne faktore punjenja:
γ min \u003d t i min / T min \u003d (U VyX + U pr) / (U BX max + U s on ≈ U RdT + U pr) = (12 + 0,8) / (32-2-0,3 + 0,8)=0,42;
γ max = t i max / T max = (U Bvyx + U pp) / (U Bx min - U sbkl -U Rdt + U pp) \u003d (12 + 0,8) / (18-2-0,3 + 0,8 )=0,78, gdje je U pr =0,8 V ≈ direktan pad napona na diodi VD, dobijen iz direktne grane I–V karakteristike za struju jednaku I V u najgorem slučaju; U sbcl = 2 V ≈ napon zasićenja tranzistora KT853G, koji djeluje kao prekidač S, sa koeficijentom prijenosa struje u načinu zasićenja h 21e \u003d 250; U RdT = 0,3 V ≈ pad napona na strujnom senzoru pri nazivnoj struji opterećenja.
3. Odaberite maksimalnu i minimalnu učestalost konverzije.
Ova stavka se izvodi ako period pulsa nije konstantan. Biramo način upravljanja sa fiksnim trajanjem otvorenog stanja elektronskog prekidača. U ovom slučaju je ispunjen sljedeći uslov: t=(1 - γ max)/f min = (1 - γ min)/f max =const.
Budući da je prekidač napravljen na tranzistoru KT853G, koji ima loše dinamičke karakteristike, izabraćemo maksimalnu frekvenciju konverzije relativno nisku: f max =25 kHz. Tada se minimalna učestalost konverzije može definirati kao
f min \u003d f max (1 - γ max) / (1 - γ min) = 25 * 10 3 ] (1 - 0,78) / (1-0,42) = 9,48 kHz.
4. Izračunajte gubitak snage na prekidaču.
Statički gubici su određeni efektivnom vrijednošću struje koja teče kroz prekidač. Budući da je oblik struje ≈ trapez, tada je I s = I out gdje je α = l Lmax / l lx = 1,25 ≈ omjer maksimalne struje induktora i izlazne struje. Koeficijent a se bira unutar 1,2 ... 1,6. Statički gubici prekidača P Sstat =l s U SBKn =3,27-2=6,54 W.
Dinamički gubici na prekidaču à sdyn ╥0,5f max ╥U BX max (l smax ╥t f +α╥l lx ╥t cn),
gdje je I smax ≈ amplituda struje prekidača zbog obrnutog oporavka VD diode. Uzimajući l Smax =2l ByX , dobijamo
R sdin \u003d 0,5f max ╥U BX max ╥I out (2t f + α∙ t cn) = 0,5╥ 25╥10 3 ╥32╥5 (2╥0,78-10 -6 -1,25 - 6)=8,12 W, gde je t f =0,78╥10 -6 s ≈ trajanje fronta strujnog impulsa kroz prekidač, t cn =2╥10 -6 s ≈ trajanje opadanja.
Ukupni gubici na prekidaču su: P s = P scstat + P sdin = 6,54 + 8,12 = 14,66 W.
Ako su na prekidaču prevladali statički gubici, proračun treba izvršiti za minimalni ulazni napon kada je struja induktora maksimalna. U slučaju kada je teško predvideti preovlađujući tip gubitaka, oni se određuju i na minimalnom i na maksimalnom ulaznom naponu.
5. Izračunavamo gubitak snage na diodi.
Budući da je oblik struje kroz diodu ≈ također trapez, njegovu efektivnu vrijednost definiramo kao statički gubici na diodi P vDcTaT = l vD ╥U pr = 3,84-0,8 = 3,07 W.
Dinamički gubici diode uglavnom nastaju zbog gubitaka tokom obrnutog oporavka: P VDdyn = 0,5f max ╥
l smax vU Bx max ╥t oB ╥f max ╥l Byx ╥U u max ╥t ov ╥25-10 3 -5-32╥0,2╥10 -6 =0,8 W, gdje je t OB =0, 2-1C - 6 s ≈ vrijeme povratnog oporavka diode.
Ukupni gubici na diodi bit će: P VD = P MDstat + P VDdin = 3,07 + 0,8 = 3,87 W.
6. Odaberite hladnjak.
Glavna karakteristika hladnjaka je njegov toplinski otpor, koji je definiran kao omjer između temperaturne razlike između okoline i površine hladnjaka i snage koju on raspršuje: R g = ΔT / P rass. U našem slučaju potrebno je prebaciti tranzistor i diodu na isti hladnjak kroz izolacijske odstojnike. Kako ne bismo uzeli u obzir toplinsku otpornost brtvi i ne bismo komplicirali proračun, biramo nisku temperaturu površine, otprilike 70 stupnjeva. C. Zatim na temperaturi okoline 40╟SΔT=70-40=30╟S. Toplinska otpornost hladnjaka za naš slučaj R t = ΔT / (P s + P vd) = 30 / (14,66 + 3,87) = 1,62╟S / W.
Toplotni otpor pri prirodnom hlađenju je po pravilu dat u referentnim podacima za hladnjak. Da biste smanjili veličinu i težinu uređaja, možete primijeniti prisilno hlađenje pomoću ventilatora.
7. Izračunajte parametre gasa.
Izračunajmo induktivnost induktora: L= (U BX max - U sbkl -U Rdt - U Out)γ min /=(32-2-0.3-12)╥0.42/=118.94 μH.
Kao materijal magnetnog jezgra biramo presovanu Mo-permalloju MP 140. Promjenjiva komponenta magnetskog polja u magnetskom kolu u našem slučaju je takva da gubici histereze nisu ograničavajući faktor. Stoga se maksimalna indukcija može odabrati na linearnom dijelu krivulje magnetizacije blizu tačke pregiba. Rad na zakrivljenom dijelu je nepoželjan, jer će u ovom slučaju magnetska permeabilnost materijala biti manja od početne. To će zauzvrat uzrokovati smanjenje induktivnosti kako se struja induktora povećava. Odaberemo maksimalnu indukciju B m jednaku 0,5 T i izračunamo volumen magnetskog kola: Vp = μμ 0 ╥L (αI outx) 2 / B m 2 = 140 ╥ 4π ╥ 10 -7 ╥ 118,94 ╥ 6 (1,25 -5) 2 0,5 2 = 3,27 cm 3, gdje je μ = 140 ≈ početna magnetska permeabilnost materijala MP140; μ 0 =4π╥10 -7 H/m ≈ magnetna konstanta.
Prema izračunatom volumenu biramo magnetsko kolo. Zbog karakteristika dizajna, magnetno kolo MP140 permalloy obično se izvodi na dva presavijena prstena. U našem slučaju prikladni su prstenovi KP24x13x7. Površina poprečnog preseka magnetnog kola Sc=20,352 =0,7 cm 2, a prosečna dužina magnetne linije λs=5,48 cm Zapremina izabranog magnetnog kola je: VC=SC╥ λs=0,7╥5,48 =3,86 cm 3 >VP.
Izračunavamo broj zavoja: Uzimamo broj zavoja jednak 23.
Određujemo promjer žice s izolacijom na temelju činjenice da se namotaj mora uklopiti u jedan sloj, okretati se i okretati duž unutrašnjeg opsega magnetskog kruga: gdje je d K = 13 mm ≈ unutrašnji promjer magnetskog kruga; k 3 \u003d 0,8 ≈ faktor punjenja prozora magnetskog kruga s namotom.
Odabiremo žicu PETV-2 promjera 1,32 mm.
Prije namotavanja žice, magnetsko jezgro treba izolirati PET-E filmom debljine 20 µm i širine 6...7 mm u jednom sloju.
8. Izračunajte kapacitet izlaznog kondenzatora: C Bvyx \u003d (U BX max -U sBcl - U Rdt) ╥γ min /= (32-2-0,3) 0,42 / \u003d 1250 μF, gdje je ΔU Svyx \u00 , 01 V ≈ vršno talasanje na izlaznom kondenzatoru.
Gornja formula ne uzima u obzir uticaj unutrašnjeg, serijskog otpora kondenzatora na talasanje. Imajući to na umu, kao i toleranciju od 20% za kapacitet oksidnih kondenzatora, biramo dva kondenzatora K50-35 za nominalni napon od 40 V sa kapacitetom od 1000 mikrofarada svaki. Izbor kondenzatora s precijenjenim nazivnim naponom je zbog činjenice da se s povećanjem ovog parametra smanjuje serijski otpor kondenzatora.
Šema razvijena u skladu sa rezultatima dobijenim tokom proračuna prikazana je na sl. 3.
Razmotrimo stabilizator detaljnije. U otvorenom stanju elektronskog prekidača ≈ tranzistor VT5 ≈ na otporniku R14 (strujni senzor) formira se pilasti napon. Kada dostigne određenu vrijednost, tranzistor VT3 će se otvoriti, koji će zauzvrat otvoriti tranzistor VT2 i isprazniti kondenzator C3. U tom slučaju će se zatvoriti tranzistori VT1 i VT5, a otvorit će se i prekidačka dioda VD3. Prethodno otvoreni tranzistori VT3 i VT2 će se zatvoriti, ali tranzistor VT1 se neće otvoriti sve dok napon na kondenzatoru C3 ne dostigne nivo praga koji odgovara njegovom naponu otvaranja. Tako će se formirati vremenski interval tokom kojeg će se sklopni tranzistor VT5 zatvoriti (približno 30 μs). Na kraju ovog intervala, tranzistori VT1 i VT5 će se otvoriti i proces će se ponoviti.
Otpornik R. 10 i kondenzator C4 čine filter koji potiskuje napon na bazi tranzistora VT3 zbog obrnutog oporavka diode VD3.
Za silicijumski tranzistor VT3, napon baze≈emitera pri kojem se prebacuje u aktivni režim je oko 0,6 V. U ovom slučaju, relativno velika snaga se rasipa na strujnom senzoru R14. Da bi se smanjio napon na trenutnom senzoru, pri kojem se tranzistor VT3 otvara, na njegovu bazu se primjenjuje konstantna prednapon od oko 0,2 V duž kruga VD2R7R8R10.
Napon proporcionalan izlaznom naponu dovodi se na bazu tranzistora VT4 iz razdjelnika, čiji gornji krak čine otpornici R15, R12, a donji krak je ≈ otpornik R13. Kolo HL1R9 generiše referentni napon jednak zbroju direktnog pada napona na LED diodi i emiterskom spoju tranzistora VT4. U našem slučaju, primjerni napon je 2,2 V. Signal neusklađenosti je jednak razlici između napona na bazi VT4 tranzistora i onog primjernog.
Izlazni napon se stabilizuje zbog sumiranja signala neusklađenosti pojačanog tranzistorom VT4 sa naponom baziranim na tranzistoru VT3. Pretpostavimo da je izlazni napon povećan. Tada će napon na bazi tranzistora VT4 postati uzorniji. Tranzistor VT4 se lagano otvara i pomjera napon na bazi tranzistora VT3 tako da se i on počinje otvarati. Posljedično, tranzistor VT3 će se otvoriti na nižem nivou pilastog napona na otporniku R14, što će dovesti do smanjenja vremenskog intervala u kojem će prekidački tranzistor biti otvoren. Izlazni napon će se tada smanjiti.
Ako se izlazni napon smanji, proces regulacije će biti sličan, ali se odvija obrnutim redoslijedom i dovodi do povećanja vremena otvaranja prekidača. Budući da je struja otpornika R14 direktno uključena u formiranje otvorenog vremena tranzistora VT5, ovdje, pored uobičajene povratne veze izlaznog napona, postoji i strujna povratna sprega. To vam omogućava da stabilizirate izlazni napon bez opterećenja i pružite brz odgovor na iznenadnu promjenu struje na izlazu uređaja.
U slučaju kratkog spoja u opterećenju ili preopterećenju, stabilizator se prebacuje u režim ograničavanja struje. Izlazni napon počinje opadati pri struji od 5,5 ... 6 A, a struja zatvaranja je približno jednaka 8 A. U ovim načinima rada, vrijeme uključivanja tranzistora za prebacivanje se smanjuje na minimum, što smanjuje snagu raspršen na njemu.
Ako stabilizator ne radi ispravno, uzrokovan kvarom jednog od elemenata (na primjer, kvarom tranzistora VT5), napon se povećava na izlazu. U tom slučaju opterećenje može propasti. Da bi se spriječile hitne situacije, pretvarač je opremljen zaštitnom jedinicom, koja se sastoji od trinistora VS1, zener diode VD1, otpornika R1 i kondenzatora C1. Kada izlazni napon premaši stabilizacijski napon zener diode VD1, kroz nju počinje teći struja koja uključuje trinistor VS1. Njegovo uključivanje dovodi do smanjenja izlaznog napona na gotovo nulu i pregorjelog osigurača FU1.
Uređaj je dizajniran da napaja 12-voltnu audio opremu, dizajniranu uglavnom za putnička vozila, iz mreže kamiona i autobusa sa naponom od 24 V. Zbog činjenice da ulazni napon u ovom slučaju ima nizak talas nivo, kondenzator C2 ima relativno mali kapacitet. Nedovoljno je kada se stabilizator napaja direktno iz mrežnog transformatora sa ispravljačem. U tom slučaju, ispravljač bi trebao biti opremljen kondenzatorom kapaciteta najmanje 2200 mikrofarada za odgovarajući napon. Transformator mora imati ukupnu snagu od 80 ... 100 W.
Stabilizator koristi oksidne kondenzatore K50-35 (C2, C5, C6). Kondenzator SZ ≈ film K73-9, K73-17, itd. odgovarajućih veličina, C4 ≈ keramika sa niskom samoinduktivnošću, na primjer, K10-176. Svi otpornici, osim R14, ≈ C2-23 odgovarajuće snage. Otpornik R14 je napravljen od 60 mm dugog komada PEC 0,8 konstantan žice sa linearnim otporom od približno 1 ohm/m.
Crtež štampane ploče napravljene od jednostranog stakloplastike obloženog folijom prikazan je na sl. 4.
Dioda VD3, tranzistor VD5 i trinistor VS1 su pričvršćeni na hladnjak kroz izolacionu zaptivku koja provode toplinu pomoću plastičnih čaura. Ploča je također pričvršćena na isti hladnjak.
Izgled montiranog uređaja prikazan je na sl. 5.
LITERATURA
1. Titze W., Shenk K. Poluprovodnička kola: referentni vodič. Per. s njim. ≈ M.: Mir, 1982.
2. Poluprovodnički uređaji. Tranzistori srednje i velike snage: priručnik / A. A. Zaitsev, A. I. Mirkin, V. V. Mo-kryakov, itd. Ed. A. V. Golomedova. ≈ M.: Radio i komunikacija, 1989.
3. Poluprovodnički uređaji. Ispravljačke diode, zener diode, tiristori: Priručnik / A. B. Gitsevich, A. A. Zaitsev, V. V. Mokryakov, itd. Ed. A. V. Golomedova. ≈ M.: Radio i komunikacija, 1988.
