Direktumwandlungs-Transceiver-Schaltung auf digitalen Mikroschaltungen. Die wichtigsten Parameter des Empfangspfads. Die wichtigsten Parameter des Übertragungsweges

Direktumwandlungs-Transceiver (DCTs) haben ein einfaches Design mit ausreichendem gute Parameter und ziehen seit langem die Aufmerksamkeit von Funkamateuren auf sich. Dies wurde zu einem großen Teil durch die Artikel und Bücher des berühmten Designers und Popularisierers der direkten Transformationstechnik V.T. Insbesondere Polyakova RA3AAE, das zu einem Nachschlagewerk und Lehrbuch für ganze Generationen von Funkamateuren geworden ist.

Zuvor hat das Radio-Magazin bereits mehrere erfolgreiche Designs von Single-Band-TPPs mit Phasenunterdrückung des Spiegelseitenbands veröffentlicht, die nach der traditionellen, heute klassischen Schaltung auf Basis von LC-Niederfrequenz-Phasenschiebern (LFPC) aufgebaut sind. Die Hauptnachteile solcher Lösungen sind einbandig, nach heutigen Maßstäben niedrig, Unterdrückung des Spiegelseitenbands, mühsames Wickeln von Mehrwindungsspulen und Abstimmen des LFV, Anfälligkeit für magnetische Pickups, die bei der Wiederholung des Designs gewisse Schwierigkeiten bereiteten von Funkamateuren, insbesondere Anfängern. Besonders hervorheben möchte ich den 160 m CCI, bei dem es dem Autor auf Kosten gewisser Kompromisse gelungen ist, arbeitsaufwendige Elemente zu entfernen und ein leicht wiederholbares Design zu schaffen, das in hohem Maße zur Einführung von Hunderten von Anfängerradios beigetragen hat Amateurfunkamateurfunk auf HF.

Durch das Erscheinen auf dem breiten Verkauf neuer digitaler Hochgeschwindigkeits-Mikroschaltungen und hochwertiger rauscharmer Operationsverstärker wurde es möglich, einen neuen Ansatz für den Bau von Einseitenband-CCIs zu implementieren, wobei digitale Schalter als Mischer und Verwenden der gut entwickelten Schaltung der Funktionseinheiten des Operationsverstärkers im Rest der Schaltung.

Die Ihnen zur Verfügung gestellte Version der Hauptplatine der IHK ist eine logische Fortsetzung und Umsetzung dieses Ansatzes beim Bau der einspurigen IHK, die in ausführlich beschrieben wird. Der Autor hat es sich zur Aufgabe gemacht, ein Design auf Basis einer modernen Elementbasis zu erstellen, das zu Hause leicht wiederholbar ist und keine aufwendigen Justier- und Abstimmarbeiten oder einen Fuhrpark von Messgeräten erfordert - ein gewöhnliches Digitalmultimeter genügt, am besten mit Kapazitätsmessfunktion . Eine erfolgreiche Wiederholung erfordert nur Sorgfalt und Geduld. Bei Verwendung von gebrauchsfähigen Teilen der erforderlichen Leistung und dem Fehlen von Installationsfehlern startet die Hauptplatine des CCI sofort und liefert sehr hohe Parameter, zumindest nicht schlechter als die angegebenen.

Die wichtigsten Parameter des Empfangspfades

• Betriebsfrequenzbereiche, MHz - 1,8, 3,5, 7 und 14
• Die Bandbreite des Empfangspfads (auf dem Niveau - 6 dB), Hz - 400-2500
• Empfindlichkeit des Empfangspfads vom Mischereingang (Bandbreite 2,1 kHz, S / N-Verhältnis - 10 dB), μV, nicht schlechter - 0,3 *
• Maximaler Gesamtgewinn - 250 Tausend
• Eigenrauschspannung am ULF-Ausgang bei maximalem Kus und 50 Ohm Widerstand am TPP-Eingang angeschlossen, nicht mehr, mV - 25
• Zulässiger Bereich der Eingangssignale im Durchlassbereich, dB, nicht weniger - 100
• Kreuzmodulations-Dynamikbereich (DD2) bei 30% AM und 50 kHz Verstimmung, nicht weniger, dB
  • Auf der Strecke 160m - 116 *
  • Auf der Strecke 80m - 110 *
  • Auf der Strecke 40m - 106 *
  • Auf der Reichweite von 20m - 106 *
• Selektivität im Nachbarkanal (mit Verstimmung von der Trägerfrequenz um -5,5 kHz + 3,0 kHz), nicht weniger, dB - 80
• Unterdrückung des Spiegelseitenbandes, nicht weniger, dB
  • Auf der Strecke 160m - 54 *
  • Auf der Strecke 80m - 52 *
  • Auf der Strecke 40m - 46 *
  • Auf der Strecke 20m - 48*
• Rechteckigkeitskoeffizient des Durchgangsfrequenzgangs
  • (bei Pegeln -6, -40dB) - 1,4
  • (bei Pegeln -6, -60dB) - 3,2
  • (bei Pegeln -6, -80dB) - 4
• AGC-Einstellbereich, wenn sich die Ausgangsspannung um 12 dB ändert, nicht weniger, dB - 72 (4000 mal)
• RRU-Bereich, nicht weniger, dB - 84 (16.000 Mal)
• Ausgangsleistung NF-Pfad bei einer Last von 8 Ohm, für weniger, W 0,5
• Stromaufnahme von einem externen stabilisierten Netzteil 13,8 V, nicht mehr, A - 0,3

Die wichtigsten Parameter des Übertragungsweges

• Ausgangsspannung (bei 50 Ohm Last) im CW-Modus, nicht weniger, Veff - 0.7
• Unterdrückung der Signalträgerfrequenz, dB - nicht schlechter als 50 *

* Der angegebene Wert ist durch die Leistungsfähigkeit der für die Messungen verwendeten Geräte begrenzt und kann in der Realität höher sein.

1. Um einen großen Dynamikbereich des Empfangspfades und einen effektiven Betrieb der AGC zu erreichen, wurde die kaskadierende Verteilung der Verstärkungen der ungeregelten Stufen optimiert und die zulässigen Pegel der Eingangssignale im Durchlassbereich erweitert.
2. Um eine hohe Selektivität zu erreichen, wurde das Prinzip der sequentiellen Selektion angewendet, wenn zusätzlich zum aktiven Hauptbandpassfilter tatsächlich in jeder Verstärkerstufe die Bandbreite durch die entsprechende Wahl auf 300-3000 Hz begrenzt wird der Werte der Zwischenstufen-Blockkondensatoren und in den OOS-Schaltungen.
3. Zur Unterdrückung des Spiegelseitenbandes wird das ausführlich beschriebene Verfahren in und basierend auf der Verwendung eines Multilink-NF-Phasenschiebers in einem 4-Phasen-Signalsystem verwendet, das relativ mit einfachen Mitteln trotz der erhöhten Anzahl von Elementen, um eine gute Unterdrückung und eine hohe Temperatur- und Zeitstabilität der Parameter zu erreichen. Um ein 4-Phasen-Signalsystem zu erhalten, wird ein digitaler Phasenschieber verwendet, der die Erstellung von Multiband-Designs stark vereinfacht.
4. Aufgrund der Tatsache, dass in allen kritischen (aufgrund großer struktureller Abmessungen und kleiner Signalpegel) Knoten (Mischer-Detektor, vorläufiger ULF, Niederfrequenz-Phasenschieber - Polyfizer) eine Differenzverstärkung von Signalen angewendet wird, verfügt das Design über eine gute Störfestigkeit, einschließlich Störungen durch das elektrische Netz.
5. Um die Gesamtzahl der Teile des Transceivers und dementsprechend die Größe der Hauptplatine zu reduzieren Strukturschema Die CCI wird so gewählt, dass die komplexesten und sperrigsten Einheiten (acht-link LF FV und das Main FSS) sowohl zum Beispiel als auch für die Signalübertragung verwendet werden.
6. Es wird die elektronische Kommutierung aller Betriebsarten des Transceivers verwendet.
7. Single-Board-Design, das die Möglichkeit von Fehlern beim Einbau von Teilen und Baugruppen ausschließt und außerdem ein nach Meinung des Autors optimales Layout und eine gute Gesamt- und gegenseitige Abschirmung der Hauptfunktionsbaugruppen bietet. Einseitige PCB-Anwendung Leiterbahnen(die zweite Seite dient als gemeinsamer Draht - ein Bildschirm) können Sie mit der sogenannten "Laser-Bügel" -Technologie zu Hause ein hochwertiges Brett herstellen.

Ein mögliches Funktionsschema der IHK ist in Abb. 1 dargestellt. Es besteht aus fünf baulich abgeschlossenen Einheiten. Knoten A1 besteht aus einem schaltbaren Vierbandrelais, einem Tiefpassfilter und Breitbandverstärker Leistung, die beispielsweise jede bekannte, in der Funkamateurliteratur immer wieder beschriebene Bauart sein kann. Knoten A3 enthält einen Zwei-Link-Dämpfer (der erste Link hat eine Dämpfung von -10 dB, der zweite -20 dB, der es ermöglicht, bei entsprechender Umschaltung vier Dämpfungswerte von 0, -10 dB, -20 dB . zu erhalten , -30 dB und passt dadurch den Dynamikbereich des Empfangspfads CCI optimal an die tatsächlichen Pegel der Eingangsantennensignale an), nützlich bei Arbeiten an einer Full-Size-Antenne und Quadband Bandpassfilter, wie sie auf jede der bekannten Bauformen von 50-Ohm-Dreikreis-PDF angewendet werden kann, die auch in der Amateurfunkliteratur wiederholt beschrieben sind. Node A4 ist ein lokaler Oszillator basierend auf einem nicht schaltbaren Oszillator für Frequenzen von 56-64 MHz, mechanisch abstimmbar über einen KPI oder mit elektronischer Frequenzabstimmung mit einem Multiturn-Widerstand und einem gesteuerten Frequenzteiler mit einem variablen Teilerverhältnis 1, 2,4,8. Für die nötige Stabilität mit Hilfe von DAC und digitaler Frequenzauslesung sorgt der A2-Knoten, hergestellt auf Basis der vorgefertigten Digitalwaage "Makeevskaya", die in vielen Regionen der Ukraine und Russlands käuflich zu erwerben ist und hier nicht beschrieben wird als Option für selbstgemacht wir können die bewährte Entwicklung von A. Denisov empfehlen.

Die Hauptsignalverarbeitung im Sende- und Empfangsmodus - seine Transformation, Unterdrückung des Spiegelseitenbands und Filterung - wird vom Knoten A5 - der Hauptplatine des CCI - durchgeführt.

Im Empfangsmodus geht das Signal vom PDF-Ausgang zum Mischer-Detektor U3, der als Hälfte des schnellen Dual-Vierkanal-Schalters FST3253 mit einer durchschnittlichen Schaltzeit von 3-4 nS verwendet wird. Die andere Hälfte dieses Schalters wird im Sendebetrieb als U2-Mischer-Modulator verwendet.

Die Verwendung des vierkanaligen Schalters FST3253 als Mischer ermöglichte eine Vereinfachung der Schaltung, da einige Funktionen des Phasenschiebers von der internen Steuerlogik des Schalters übernommen werden, an deren Adresseingängen Steuersignale empfangen werden vom Zähler bis 4 (Knoten U4). Die Umschaltung des Arbeitsseitenbandes erfolgt, wenn das USB/ULB-Signal von der Steuerschaltung zugeführt wird, indem die Reihenfolge der eingehenden Steuerimpulse vom Zähler zum Schalter geändert wird. In diesem Fall muss die Frequenz des Lokaloszillators viermal höher sein als die Betriebsfrequenz. Dadurch bildet sich am Mischerausgang ein vierphasiges Signalsystem, das nach Vorfilterung mit Single-Link-Tiefpässen Z3 ... Z6 und Vorverstärkung durch Differenzverstärker A3 und A4 über geschlossene Kontakte elektronischen Schalter SA3.2… SA3.5 werden dem NF-Phasenschieber U6 zugeführt. An dessen Ausgang sind Differenzverstärker A5, A6 angeschlossen, die die Dämpfung von Signalen im Phasenschieber kompensieren. Als nächstes werden die Signale des Nutzseitenbands, das eine Phasenverschiebung von Null erhalten hat, auf dem Addierer A10 addiert, und das Spiegelseitenband, das eine Phasenverschiebung von 180° erhalten hat, werden subtrahiert und unterdrückt. Das aktive Hauptbandpassfilter ist über die geschlossenen Kontakte des elektronischen Schalters SA3.6 mit dem Addiererausgang verbunden, der ein in Reihe geschalteter Normalisierungsverstärker A8, FSS Z7 ist, der aus einem HPF des dritten und einem LPF des sechsten besteht Ordnung und einen Pufferverstärker mit Differenzausgang A7.

Das gefilterte Nutzsignal über die geschlossenen Kontakte des elektronischen Schalters SA3.1 gelangt in den ULF, bestehend aus einem spannungsgesteuerten Verstärker A6 und einem Anschluss ULF A5, an dessen Ausgang der Lautsprecher BA1 angeschlossen ist, dem AGC U5 Detektor und Gain und Lautstärkeregler. Die CCI gelangt entweder durch Drücken des Pedals oder durch Drücken der Taste in den Übertragungsmodus.

Im ersten Fall wird das +TX-Signal in der Steuerschaltung U7 erzeugt, die die Kontakte des elektronischen Schalters SA3 in die entgegengesetzte Stellung schaltet, den Mischer-Detektor U3 ausschaltet und den Mischer-Modulator U2 aktiviert. Der Mikrofonpfad ist eingeschaltet. Um die Energieeffizienz des Senders um 8-9dB (6-8-fache Leistung) zu erhöhen, wird der Dynamikbereich des Sprachsignals mit einem sequentiellen Phasenbegrenzer komprimiert, bestehend aus einem A12-Begrenzerverstärker, einem U9-Single-Link-Phasenschieber und ein U8 Cleanup-Limiter. Weiterhin wird das durch die geschlossenen Kontakte der elektronischen Schalter SA4 und SA3.6 erzeugte Signal dem aktiven Hauptbandpassfilter zugeführt, das ein in Reihe geschalteter Normalisierungsverstärker A8, FSS Z7 ist, bestehend aus einem Hochpassfilter von das dritte und Tiefpassfilter sechster Ordnung und einen Pufferverstärker mit einem Differenzausgang A7. Das aus Restharmonischen gefilterte Nutzsignal der direkten und inversen Ausgänge des FSS über die geschlossenen Kontakte des elektronischen Schalters SA3.2 ... SA3.2 wird den Eingängen des paarweise zusammengefassten niederfrequenten Phasenschiebers U6 zugeführt , die für die richtige Phasenlage der am Ausgang der letzteren erhaltenen modulierenden Quadratursignale erforderlich ist. Diese Signale durchlaufen Differenzverstärker A5, A6, die die Dämpfung der Signale im Phasenschieber kompensieren, und werden dem Quadratur-Mischer-Modulator U2 zugeführt, an dessen Ausgang die Signale des Nutzseitenbands, die eine Null Phasenverschiebung, und das Spiegelseitenband, das eine Phasenverschiebung von 180° erhielt, werden subtrahiert und unterdrückt.

Im zweiten Fall, wenn die Taste gedrückt wird, werden im U7-Steuerkreis zusätzlich zu "+ TX" zwei weitere Signale erzeugt - "+ MIC off", was die Mikrofonstrecke trennt und den G2-Telegraphensignalgenerator durch Schalten der Kontakte des elektronischen Schalters SA4 und des Signals "+ KEY", Direkte Steuerung der Tastung dieses Generators. Das Telegraphentonsignal durch die Öffnerkontakte der elektronischen Schalter SA4 und SA3.6 tritt in das aktive Hauptbandpassfilter ein und geht auf die gleiche Weise wie das Mikrofon.

Schematische Darstellung Knoten A5 - der Haupttrakt der IHK ist in Abb. 2. Wie Sie sehen, sind uns einige der Nodes bereits bekannt und detailliert beschrieben, es gibt auch einige Besonderheiten ihrer Arbeit und Anforderungen an Details. Daher werden wir sie hier nicht im Detail beschreiben.

In der Ausgangsstellung, wenn die Kontakte X13, X15 nicht mit der gemeinsamen Ader verbunden sind, arbeitet der Pfad im Empfangsmodus. Ein niedriger Signalpegel + TX geht an Pin 1 von DD2 und ermöglicht dem Mischer-Detektor zu arbeiten, während über den DD1.1 74AC86-Inverter ein hoher Pegel an Pin 15 von DD2 geht und den Betrieb des Mischer-Modulators verhindert. Beim Umschalten in den Sendemodus Signal + TX hohes Level(ca. + 8,0 ... 8,5 V) geht über einen Teiler an den Widerständen R2R3, der den Spannungspegeln entspricht, an Pin 1 von DD2 und verhindert den Betrieb des Mischer-Detektors, während ein Low-Pegel durch den Inverter DD1.1 . geht an Pin 15 von DD2, um den Mischer-Modulator zu betreiben.

Im Empfangsmodus wird das Signal von der PDF-Ausgabe über die C4R7-Schaltung dem Vierphasenmischer (Quadratur) DD2 zugeführt, der in der unteren Hälfte des Vierkanalschalters FST3253 (es ist möglich, CBT3253 und andere Analoga von verschiedenen Herstellern mit leicht geändertem Namen). Um die Geschwindigkeit zu erhöhen, wird der Schalter mit einer erhöhten Spannung von +6 V vom VR1-Stabilisator versorgt. Widerstand R7 verbessert die Symmetrierung und gleicht den Widerstand aus öffentliche Schlüssel(typischerweise etwa 4 Ohm mit einer technologischen Streuung von ± 10 %). Die Vorspannung vom Teiler R1R11, gleich + 3 V, wird über den Widerstand R10 an den Eingang des Schalters angelegt, der den Betrieb des Mischers im maximalen linearen Abschnitt der Kennlinie gewährleistet. Steuersignale (Heterodyne) an den Schalter kommen von einem synchronen Zählerteiler durch 4, der auf den D-Flip-Flops der Mikroschaltung DD3 74AC74 erzeugt wird. Sie haben die Form eines Mäanders mit einer 90-Grad-Phasenverschiebung. Schließlich werden sie durch die interne Steuerschaltung des Schalters selbst gebildet, so dass nacheinander vier Schlüssel geöffnet werden. Zur Verdeutlichung Abb. 2 gegenüber den entsprechenden Anschlüssen des DD1-Mikroschaltkreises werden die Phasen des Ausgangssignals angezeigt. Die Elemente DD1.2, DD1.3, die in den Rückkopplungskreisen des Synchronzählers enthalten sind, steuern die Folge der an den Schalter ankommenden Steuerimpulse und sind dazu bestimmt, das Arbeitsseitenband auszuwählen. In der Ausgangsposition ist es der obere, und wenn der Kontakt X3 mit dem gemeinsamen Draht geschlossen ist, wird der untere hervorgehoben.

An den Ausgang jedes der vier Kanäle des Quadraturdetektors sind Lastkondensatoren (C21C28, C22C29 usw.) angeschlossen, die die Detektorbandbreite auf etwa 3000 Hz begrenzen.

Wie ich bereits im o.g. Artikel angemerkt habe, wird der Dynamikbereich von Mischern auf Basis moderner High-Speed-Switches (74NS405x, FST3253) nicht durch den Mischer, sondern durch den vorläufigen ULF von oben durch die direkte Detektion von AM-Störungen begrenzt darin, aber von unten durch sein Geräusch. Durch den Einbau zusätzlicher Tiefpassfilter nach dem Mischer kann DD2 um weitere 10 ... 20 dB verbessert werden. Diese Idee wurde im CCI durch den Einbau von Single-Link-Tiefpassfiltern (R30C34, R31C35 usw.) mit einer Grenzfrequenz von ca. 6 kHz umgesetzt. Bei dieser Schaltungslösung führte der Einsatz von Widerstandsfiltern am Eingang des Vor-ULF zu keiner merklichen Verschlechterung der Empfindlichkeit (ich konnte sie zumindest nicht instrumentell beheben), wirkte sich aber positiv auf die Verbesserung der Gesamt- bzw. wenn Sie wollen, echte Selektivität.

Dies sorgt einerseits für eine gute Unterdrückung von Außerbandstörungen, andererseits führt es zu einer spürbaren zusätzlichen Phasenverschiebung im Nutzsignal, daher müssen die entsprechenden Widerstände und Kondensatoren in allen vier Kanälen thermostabil und angepasst sein Kapazität mit einer Genauigkeit von mindestens 0,2% (hier und weiter ist die Genauigkeit der Auswahl der Elemente der vier Kanäle untereinander gemeint, der Absolutwert kann bis zu 5% variieren).

OU DA3, DA4 NE5532, geschaltet nach dem Schema eines Differenzmessverstärkers, verbessern die Symmetrie von Signalen und unterdrücken Gleichtaktstörungen (AM-Erkennungsprodukte, Aufnehmer mit Netzfrequenz etc.) im Verhältnis zu Kus = 19 mal. Eine solche Vorverstärkung ist nach Meinung des Autors optimal, um eine hohe Empfindlichkeit bereitzustellen und die Verluste im Niederfrequenz-Phasenschieber im Empfangsmodus zu kompensieren, ohne den zulässigen Bereich der Eingangssignale im Durchlassbereich zu verschlechtern. Widerstände in den Rückführkreisen R45, R46, R49-R52 müssen mit einer Genauigkeit von mindestens 0,5% ausgewählt werden.

Da der LF EF sowohl zum Empfangen als auch zum Senden verwendet wird, werden zum Umschalten seiner Eingänge elektronische Schlüssel DD4, DD5 HCF4066 verwendet (kann durch ähnliche aus der CD4000-Serie oder dem heimischen 1561KT3 ersetzt werden). Die Ausgänge des Differenzvorverstärkers sind über im Empfangsmodus geöffnete elektronische Tasten des DD4-Schalters (während das Steuersignal + TX ist niedrig und die elektronischen Schlüssel DD5 sind geschlossen). Beim Umschalten in den Übertragungsmodus öffnet ein High-Pegel (ca. + 8 ... 8,5 V) des + TX-Signals die elektronischen Tasten des DD5-Schalters und verbindet die LF FV-Eingänge mit den gegenphasigen FSS-Ausgängen (Schlussfolgerungen 7 DA5.1 und DA2.2). In diesem Fall schließt der Transistor VT1, der das Steuersignal + TX auf einen niedrigen Pegel (ca. + 0 ... 0,5 V) invertiert, die elektronischen Tasten des DD4-Schalters und sperrt dadurch Vorverstärker aus der LF PV und dementsprechend aus der Übertragungsstrecke.

Eine solche Niederfrequenz-PV ist trotz der erhöhten Anzahl von Elementen einfach im Aufbau. Aufgrund der gegenseitigen Kompensation der Phasen- und Amplitudenungleichgewichte einzelner Ketten ist es möglich, Elemente mit einer Toleranz von ± 5% darin zu verwenden (natürlich sollte die Genauigkeit der Auswahl von Quadrupeln von Elementen nicht schlechter als 0,5% sein ) unter Beibehaltung einer hohen Genauigkeit der Phasenverschiebung. Um die Auswahl der Elemente zu erleichtern, wurde die LF PV-Option für die gleichen Kondensatoren gewählt. Diese Variante hat im Vergleich zu der hier verwendeten eine etwas höhere Dämpfung, die durch eine Erhöhung der Verstärkung der Vorstufe leicht ausgeglichen werden kann. Der Wert der Kapazität selbst kann unterschiedlich sein - die optimalen Werte liegen im Bereich von 10-33 nF - bei einer höheren Kapazität ist eine Überlastung des Vor-ULF möglich, bei einer kleineren die NF-Schaltungen des PV sind hochohmig und die Gefahr von Störungen und Störungen steigt. Varianten möglicher Widerstandswerte in Abhängigkeit von der gewählten Kapazität des LF PV sind in Tabelle 1 angegeben.

Tabelle 1.

Vom Ausgang werden die niederfrequenten FV-Signale dem ebenfalls nach dem Schema eines Differenzmessverstärkers geschalteten Operationsverstärker DA7, DA8 zugeführt, der die Symmetrie der Signale zusätzlich verbessert und Gleichtaktstörungen unterdrückt (AM-Erkennung Produkte, Störungen der Netzfrequenz usw.) im Verhältnis zu Kus = 7-fach. Dieser Gewinn reicht nach Ansicht des Autors aus, um die Verluste in der niederfrequenten PV im Sendebetrieb zu kompensieren. Widerstände in den Rückführkreisen R130-R135 müssen ebenfalls mit einer Genauigkeit von mindestens 0,5 % ausgewählt werden. Da im Sendemodus die Ausgänge dieser Differenzstufe mit einer niederohmigen Last verbunden sind - dem Modulator (wenn er deaktiviert ist), werden die Ausgänge der Operationsverstärker DA7, DA8 von Paaren komplementärer Transistoren VT8VT9, VT10VT11 . gespeist , etc. (jede wartungsfähige reicht aus, zum Beispiel KT315, 361 oder KS547, 557). Optimaler wäre es, hochwertige Operationsverstärker mittlerer Leistung zu verwenden, die jedoch in unserem Bereich nicht verfügbar sind und die eingesetzte Lösung erfahrungsgemäß effizient und zuverlässig arbeitet.

Weiterhin wird das vierphasige Signal den Eingängen des klassischen Addierers des Operationsverstärkers DA9.1 zugeführt, wo dank der erhaltenen Phasenverschiebungen die Signale des unteren Seitenbands addiert und verstärkt werden und die Signale des oberen Seitenbands werden abgezogen und unterdrückt. Das Signal vom Addiererausgang durch das passive Bandpassfilter R160C127R161C128 wird dem ersten Taster (Pins 1-2) des elektronischen Schalters DD6 HCF4066 (kann durch ähnliche Schalter der CD4000-Serie oder des heimischen 1561KT3 ersetzt werden) zugeführt, die von die zweite Taste (Pins 8-9), die durch das Steuerinvertersignal + TX eingeschaltet wird. Im Empfangsmodus hat das +TX-Signal einen Low-Pegel, so dass die erste Taste geöffnet ist und das Nutzsignal frei in den Eingang des DA6.2-Normierungsverstärkers gelangt. Die Hauptaufgabe dieser Stufe besteht darin, sowohl im Empfangs- als auch im Sendepfad des TPP optimale Signalpegel bereitzustellen. Im Empfangsmodus wird sein Cus = R122 / (R161 + R160) = 1,3 klein gewählt, was notwendig ist, um den maximalen Bereich akzeptabler Signalpegel im Durchlassbereich zu gewährleisten. Kondensator C105 begrenzt die Bandbreite dieser Stufe auf ungefähr 3 kHz. Beim Umschalten in den Übertragungsmodus schließt ein High-Pegel (ca. + 8 ... 8,5 V) des + TX-Signals den ersten Schlüssel und öffnet den dritten elektronischen Schlüssel (Klemmen 3-4) des DD6-Schalters, wodurch der Addierer getrennt wird Ausgang des Normalisierungsverstärkers und Verbindung parallel geschalteter Ausgänge des Mikrofon- und Telegrafenweges. Wenn der Mikrofonpfad aktiv ist (dies wird durch die Steuersignale MICoff und + KEY bestimmt, aber dazu weiter unten bei der Beschreibung der entsprechenden Knoten), beträgt die Verstärkung des Normierungsverstärkers Kus = R122 / R140, und für den Telegraphenpfad Kus = R122 / R129. Dadurch können beim Abstimmen die Trimmwiderstände R129, R140 getrennt für Mikrofon- und Telegrafenpfad auf die optimalen Pegel des Modulationssignals eingestellt werden.

Weiter kommt das Signal im Empfangsmodus am aktiven Hauptfilter der Signalfrequenz (FSS) an, der auf drei in Reihe geschalteten Links 3. Ordnung hergestellt wird - einem HPF mit einer Grenzfrequenz von 350 Hz am DA5.2 op Amp und zwei LPFs mit einer Cutoff-Frequenz von 2900 Hz - auf OU DA6.1 und DA5.1.

Um die Isolation zu verbessern und das Rauschen im Stromversorgungskreis zu reduzieren, werden die Kaskaden der Differenzverstärker DA3, DA4, DA7, DA8 und der Rest des Kleinsignal-Teils des Pfades (Addierer, FSS, MUO usw.) von separaten . gespeist integrierte VR2-, VR3-Stabilisatoren. Versorgungsspannungsteiler R72R73, R86R119, R96R153 erzeugen eine Vorspannung für den Operationsverstärker der entsprechenden Knoten mit einer unipolaren Versorgung.

Das gefilterte Signal vom FSS-Ausgang wird über die Teilerschaltung R53C48 (Single-Link-HPF mit einer Grenzfrequenz von ca. 300 Hz) dem Eingang einer regelbaren Verstärkerstufe am DA2.1-Operationsverstärker zugeführt. Seine Verstärkung wird durch das Verhältnis des Gesamtwiderstands des parallel in der OOS-Schaltung geschalteten Widerstands R29 und dem Kanalwiderstand des Feldeffekttransistors VT3 KP307G (hier alle Transistoren der Serien KP302, KP303, KP307 mit Cut -Aus-Spannung von nicht mehr als 3,5 V mit dem größten anfänglichen Drainstrom, geeignet sind) an den Widerstandswert des Widerstands R53. Wenn sich die Vorspannung am VT3-Gate von 0 auf +4,5 V ändert, ändert sich Cus von 40 auf 0,002, dh von +32 auf -54 dB, was eine effektive automatische (AGC) und manuelle (RRU) Anpassung des Gesamt- . ermöglicht Empfängerverstärkung ... Abbildung 3 zeigt eine graphische Darstellung der Abhängigkeit der Spannung am Ausgang des ULF von der Spannung am Eingang der DFT der Kopie des Autors des CCI, die den Betrieb des AGC veranschaulicht. Die Schaltung R27R34C33 liefert die Hälfte der Signalspannung an das Gate des VT3-Transistors, was die Linearität der Regelkennlinie verbessert, wodurch auch bei Eingangssignal 2 Veff (maximal mögliches Signal am Ausgang des Hauptbandpassfilters) der Pegel der nichtlinearen Verzerrung überschreitet nicht 0,1%.

Parallel zu den Schlussfolgerungen des Drains, der Source des Transistors VT3, ist ein elektronischer Schlüssel VT2 an den Transistor KP307G angeschlossen (mögliche Ersetzungen sind die gleichen wie bei VT3). Beim Umschalten in den Sendemodus gelangt das High-Level + TX-Signal (ca. + 8,0 ... 8,5 V) über den Teiler an den Widerständen R28R37, wodurch der Spannungspegel am VT2-Gate auf + 4,3 ... 4,5 V . reduziert wird , was zu seiner vollständigen Öffnung führt. Der niedrige Kanalwiderstand (ca. 50-80 Ohm) des offenen Transistors VT2 überbrückt den Widerstand R29 der OOS-Schaltung stark, was zu einer Abnahme des Cus ULF um etwa 16-20.000 führt (Cus = 0,1-0,15 mal) stört bei der Arbeit mit einem Mikrofon praktisch nicht und ermöglicht es Ihnen, bei der Arbeit mit einem Telegrafen ein leises, aber deutliches Selbstkontrollsignal zu empfangen. Die D6R38C38-Schaltung ermöglicht ein schnelles (Millisekundenbruchteil) Öffnen der VT2-Taste beim Umschalten auf Senden und sein langsames (ca Umschalten der Betriebsarten.

Das Signal vom Ausgang des DA2.1-Operationsverstärkers wird durch den Single-Link-Tiefpassfilter R23C16 zum Eingang des letzten ULF DA1 LM386N mit Cus = 80 und weiter vom DA1-Ausgang zum Ausgang des Platine zum Lautstärkeregler und durch die R16R17C14-Kette zum AGC-Detektor, der auf VD1-VD5 KD522-Dioden hergestellt wird (Sie können jedes Silizium KD510, KD521, 1N4148 usw. verwenden) und mit zwei Steuerkreisen - einem Trägheitskreis mit einem Kondensator C26 und ein Hochgeschwindigkeits-Kondensator C19, der es ermöglicht, den Betrieb der AGC bei Impulsrauschen zu verbessern. Der gemeinsame Anschlusspunkt der Elemente des AGC-Detektors ist mit dem Teiler R19R20R36,0R2 verbunden, der die anfängliche Vorspannung des Feldeffekttransistors erzeugt. Mit einem Trimmerwiderstand R19 wird er für eine bestimmte Transistorinstanz optimal eingestellt und ggf. die Gesamtverstärkung des Empfängers angepasst. Der 0R2-Widerstand (er befindet sich außerhalb des A5-Knotens) wird verwendet, um die Gesamtverstärkung beim Hören der Luft schnell anzupassen. Tatsächlich entspricht diese Einstellung der Änderung der HF- oder ZF-Verstärkung eines Superheterodyns.

Der Mikrofonverstärker mit einem Serien-Phasenbegrenzer (MUO) wird auf dem DA10 NE5532 Operationsverstärker hergestellt, der für die Verwendung eines Elektretmikrofons ausgelegt ist. Die Stromversorgung von +9 V erfolgt über die Kette R165, C133, R166. Der Widerstand R165 bestimmt den Strom (in diesem Fall ca. 0,75 mA, der für viele Arten von Computer-Headsets geeignet ist und bei Bedarf angepasst werden kann) und dementsprechend die Funktionsweise des Mikrofons. Die Kondensatoren C74, C129 dienen zum Schutz vor HF-Störungen. Das Signal vom Mikrofon gelangt in den Eingang des Begrenzungsverstärkers (Pin 3 DA10.1) über einen passiven Hochpass C134, R163, R156 mit einer Grenzfrequenz von ca. 5,5 kHz, der für eine Anhebung der hochfrequenten Anteile sorgt des Spektrums von ca. 6 dB/Oktave, was die Qualität und Verständlichkeit des erzeugten Signals deutlich verbessert. Die Verwendung einer solchen passiven Korrekturschaltung führt zu einer Abschwächung des Mikrofonsignals (um ca. 14 dB bei einer Frequenz von 1 kHz), wobei jedoch zu berücksichtigen ist, dass Elektretmikrofone Sie geben ein Signal mit hohem Pegel aus (im Durchschnitt -5-15 mV und bis zu 50-70 mV Amplitude im lauten "A"-Modus), wodurch die Schaltung ohne Verlust der Signalqualität erheblich vereinfacht werden kann. Der Cus des Begrenzerverstärkers DA10.1 wird durch das Verhältnis der Widerstände R152, R162 bestimmt und beträgt in diesem Fall etwa 1000, was unter Berücksichtigung der Dämpfung durch die Korrekturschaltung um das 5-fache (um etwa 14 dB bei einer Frequenz von 1 kHz, für die wir rechnen) ergibt den Gesamtwert Cus = 200 ... Die Grenzschwelle der Dioden D19.20 (jedes Silizium KD522, KD521.1N4148 usw. kann verwendet werden) beträgt ca. 600 mV, somit beginnt die Begrenzung für das Mikrofonsignal bei ca. 3 mV. Wenn Ihnen beim Testen mit einem bestimmten Mikrofon dieser Verstärkungsfaktor zu hoch erscheint, kann dies leicht korrigiert werden, indem der Widerstand R162 proportional erhöht wird. Nach dem Testen dieses MUO bin ich zu dem Schluss gekommen, dass ein solcher Gewinn optimal ist, da ermöglicht Ihnen die Arbeit mit vielen Mikrofontypen ohne zusätzliche Anpassungen. Falls gewünscht, können Sie eine betriebsmäßige Anpassung des Clipping-Pegels im Bereich von 0-30 dB eingeben, für die Sie einen 1-2,2 kΩ variablen Widerstand in Reihe mit R162 installieren müssen, vorzugsweise mit logarithmischer Kennlinie, die angezeigt werden kann auf der Frontplatte.

Das Schema der MUO-Eingangsschaltungen ermöglicht es, bei Bedarf auf einfache Weise eine ziemlich große und flexible Korrektur des Frequenzgangs zu erzeugen und die Vorverzerrung zu variieren, die bei der Optimierung der Qualität des erzeugten Klangs je nach den Eigenschaften eines bestimmten Typs erforderlich sein kann Mikrofon und das Timbre der Stimme des Operators. Bei einem tiefen, dumpfen Timbre der Stimme können Sie beispielsweise R162 = 6,8 Ohm und C132 = 22 µF wählen, was für einen zusätzlichen Anstieg der Audiofrequenzen ab etwa 1000 Hz sorgt. Und wenn wir gleichzeitig einen Kondensator C129 = 47 nF einsetzen, der zusammen mit R163 = 1 kOhm einen Tiefpass mit einer Grenzfrequenz von etwa 3 kHz bildet. Der resultierende Frequenzgang der Eingangsschaltung erhält eine deutlich ausgeprägte Resonanzform mit einer Spitze bei Frequenzen von ca. 2,5-2,7 kHz, was sich positiv auf die Verständlichkeit des Signals auswirkt.
Das fast auf eine Rechteckwelle begrenzte Signal wird einem Single-Link-Phasenschieber zugeführt, der auf einem Operationsverstärker DA10.2 hergestellt wird. Die Eigenfrequenz der Phasenschieberschaltung R145, C115 wurde etwa 400Hz gewählt - wie der Versuch zeigte, liefert dies etwas bessere Ergebnisse als die üblicherweise empfohlenen 500-600Hz. in diesem Fall unterdrückt das Phasenverfahren effektiv die Oberwellen begrenzter Signale im Frequenzbereich von 500 bis 1000 Hz, und über 1000 Hz werden die Oberwellen der Grundschwingung FSS nicht weniger effektiv unterdrückt. Damit der Phasenschieber richtig funktioniert, müssen die Widerstände R142, R144 die gleichen Werte haben (vorzugsweise mindestens +-1%), der Wert selbst ist unkritisch und kann im Bereich von 3,3-100 kΩ liegen. Wenn das begrenzte NF-Signal den Phasenschieber passiert, erhalten die Oberwellen eine Phasenverschiebung von etwa 70-100 Grad. relativ zur Grundfrequenz. In diesem Fall ist die Form des Rechtecksignals stark verzerrt und die Oberwellen, die zuvor steile Flanken bildeten, bilden nun Überspannungen in der Nähe der Spitzen der Sinusspannung der Grundfrequenz. Diese Überspannungen werden durch den zweiten Begrenzer, der an den Dioden D17, D18 erzeugt wird, abgeschnitten. Hier möchte ich meine Kollegen auf einen sehr wichtigen Punkt aufmerksam machen, über den ich selbst in den ersten Tests gestolpert bin - den Wirkungsgrad oder, wenn Sie Ebenso hängt die Betriebsqualität eines solchen MCR, der aus zwei (manchmal mehr) aufeinanderfolgenden Begrenzern besteht, sehr stark vom Grad (Schwere) des ersten Begrenzers und der Konjugation der Pegel des ersten und zweiten Begrenzers ab. Darüber hinaus zeigt sich der Effekt der Phasenunterdrückung von Oberwellen umso stärker, je stärker wir das Signal begrenzen. Dies wird durch die Ergebnisse der Experimente in Abb. 4 - Bei einer Begrenzung auf 30-40 dB ist der Pegel der nichtlinearen Verzerrungen bei Frequenzen von 500-900 Hz praktisch gleich und überschreitet 8,5% nicht. Die besten Ergebnisse werden erzielt, wenn der Pegel des zweiten Begrenzers 0,5-0,7 des Pegels des ersten beträgt, daher habe ich im zweiten die Dioden KD514 verwendet. Der Ersatz durch KD522, 1N4148 ist durchaus zulässig - Messungen haben gezeigt, dass die nichtlinearen Verzerrungen leicht zugenommen haben - bis auf etwa 11-12%, aber das Signal klingt ziemlich ordentlich.

Elektronische Schlüssel am Transistor VT16 KP307G (mögliche Ersetzungen sind die gleichen wie bei VT2, VT3), überbrücken den OOS-Kreis des OU DA10.2 und das vierte Element (Schlussfolgerungen 10-11) des DD6-Schalters, der den MUO-Ausgang schließt zur gemeinsamen Ader, dienen zur Sperrung des Mikrofonpfades in den Betriebsarten für Empfang oder Telegraph, für die ein hochpegeliges Steuersignal (Spannung ca. + 8,0…8,5 V) + MICoff verwendet wird. Eine solche zweistufige oder zweitastenige Steuerung gewährleistet eine zuverlässige Stummschaltung des Mikrofons und schließt das Auftreten von Störungen in den Empfangs- und Betriebsmodi per Telegraf vollständig aus.

Der Generator des Telegraphensignals erfolgt auf dem DA9.2 Operationsverstärker nach dem Schema mit der Wine Bridge R98R107C87C95 im Mitkopplungskreis. Die Erzeugungsfrequenz wird durch die Formel f = 0,159 / R98C87 bestimmt, in diesem Fall beträgt sie ungefähr 1000 Hz und kann bei Bedarf geändert werden. Bei der angegebenen Frequenz unterdrückt die Grundschwingung FSS effektiv Oberwellen, was zu einem kristallklaren Ton am Ausgang des TPP führt. Die starre Stabilisierung der Amplitude der erzeugten Schwingungen erfolgt mit antiparallelen Dioden D14, D15 (Sie können jedes Silizium KD522, KD521, 1N4148 usw. verwenden) auf einem Niveau von etwa 0,25 Veff. Darüber hinaus wird das Generatorsignal über einen Single-Link-Tiefpassfilter, der den Oberwellenpegel senkt, dem elektronischen Schalter VT7 KP307G zugeführt (mögliche Ersetzungen sind die gleichen wie bei VT2, VT3), der das Telegrafensignal direkt manipuliert, wenn ein hoher -Pegelsteuersignal gelangt in die Gate-Schaltung (ca. +8, 0 ... 8,8 V) + KEY. Dieses Signal kommt durch einen Teiler an den Widerständen R114R121, der den Spannungspegel am VT7-Gate auf + 4,3 ... 4,5 V reduziert. Die D16R120R128C110-Schaltung dient zur Bildung eines trapezförmigen Steuersignals aus der + KEY-Rechteckwelle in der Gate-Schaltung mit einer Anstiegszeit von etwa 15 mS und einem Abfall von etwa 20 mS. Für durchschnittliche Übertragungsraten von 90-120 Zeichen pro Minute sind solche Werte nach Meinung des Autors optimal. Wenn Sie mit höherer Geschwindigkeit arbeiten möchten, empfiehlt es sich, die Kapazität C110 gleich 47 nF zu wählen. In diesem Fall beträgt die Dauer des Anstiegs und Abfalls der gebildeten Telegrafennachricht etwa 7 und 10 mS, was den traditionell empfohlenen Werten in der heimischen Literatur entspricht. Aufgrund der quadratischen I - V-Kennlinie des Feldeffekttransistors nähert sich die Form der Einhüllenden der gebildeten Impulse dem optimalen, glockenförmigen, was natürlich ein schmales Strahlungsspektrum für die Telegrafenübertragung liefert, vorausgesetzt, dass die PA-Stufen haben einen ausreichend linearen Amplitudenverlauf. Im inaktiven Modus (Steuersignale + MICoff oder + TX Low-Pegel) wird die Arbeit des Master-Oszillators durch den durch die D8D9R61 D15-Kette fließenden Strom blockiert. Der niedrige Differenzwiderstand der Diode D15, die durch den fließenden Strom geöffnet wird, überbrückt den Widerstand R106 der OOS-Schaltung, was die Möglichkeit einer Erzeugung ausschließt. Der VT7-Quelle wird eine konstante Spannung vom Generatorausgang (Pin 1 von DA9.2) von ca. +5 V zugeführt, und am Gate hat es einen Low + KEY-Signalpegel, ist also geschlossen. Diese zweistufige Steuerung gewährleistet eine zuverlässige Abschaltung des Telegrafengenerators und schließt das Auftreten von Störungen in den Empfangs- und Betriebsmodi des Mikrofons vollständig aus.

Die Überführung des Transceivers in den Sendebetrieb durch ein Mikrofon oder einen Telegrafen erfolgt durch eine spezielle Steuerschaltung aus vier Schmidt-Triggern mit zwei Eingängen der Mikroschaltung DD7 HCF4093 (K1561TL1 kann verwendet werden), die die erforderlichen Steuersignale erzeugt. V Originalzustand, Empfangsmodus - bis die Taste oder das Pedal gedrückt wird, liegt an den Klemmen 3.10 DD7 (Signale + KEY. + TX) eine Unterspannung (ca. + 0,3 ... 0,8 V) an und an Klemme 11 DD7 (Signal + MICoff) ist Hochspannung (ca. + 8,0 ... 8,8 V).

Beim Betätigen des Pedals oder auf sonstige Weise wird der X15-Ausgang des Mainboards auf die gemeinsame Leitung am DD7-Pin 10.12 geschlossen, gleichzeitig wird ein High-Pegel des Steuersignals + TX gebildet, der den Transceiver auf das Senden umschaltet -Modus und ein niedriger Pegel des Steuersignals + MICoff, der den Betrieb des Mikrofonpfads und des Blockierens des Telegraphengenerators ermöglicht. Wird die Taste gedrückt, während das Pedal gedrückt wird (Pin X13 der Hauptplatine ist mit dem gemeinsamen Draht kurzgeschlossen), bleibt der High-Pegel des Steuersignals + TX, der den Transceiver in den Sendemodus schaltet, und eine hohe Spannung Der Pegel wird an Pin 11 von DD7 (Signal + MICoff) angezeigt, was den Betrieb des Telegraphengenerators und das Blockieren des Mikrofonpfads ermöglicht. Gleichzeitig wird an Pin 3 von DD7 ein High-Pegel des Steuersignals + KEY erzeugt, der eine Telegrafennachricht bildet.

Wenn Sie mit der Taste arbeiten, ohne das Pedal zu betätigen, wird es möglich, die Sendung in den Pausen zwischen den Telegrafennachrichten zu hören (der sogenannte "Voll-Halbduplex"-Modus - QSK). Wenn die Taste zum ersten Mal gedrückt wird, lädt die hohe Spannung an Pin 3 von DD7, die einen hohen Pegel des Steuersignals + KEY bildet, den Kondensator C46 über den Widerstand R48 schnell (Bruchteile von mS). Ein hoher Spannungspegel an diesem Kondensator führt zum Auftreten einer niedrigen Spannung an Pin 4 von DD7, die die Bildung eines hohen Pegels des Steuersignals + TX und + MICoff durch die Logikelemente DD7.3, DD7.4 einleitet. Die Haltezeit des Transceivers im Sendemodus nach dem Loslassen der Taste beträgt ca. 0,1 s und wird durch die Zeitkonstante der Schaltung R44C46 bestimmt. Wenn die Schaltkreise Externe Geräte(zum Beispiel Lampe Uma mit Relaisschaltung) halten einer solchen "Feuerrate" nicht stand, die Haltezeit kann durch proportionales Erhöhen des Widerstandswerts R44 erhöht werden. Wenn Sie beispielsweise 1MΩ wählen, wird die Haltezeit etwa 1 sek.

An den Transistoren VT4, VT5, VT6 wird ein Schlüsselverstärker-Former aus Steuersignalen + 13.8RX und + 13.8TX zum Schalten externer Knoten (PDF, PA, LPF, Dämpfungsglied usw.) erstellt. Die Leistung der Transistoren VT5, VT6 bestimmt die zulässige Belastung. Mit dem angegebenen KT814 (kann durch KT816 mit B> 50 ersetzt werden) ist eine Belastung bis 0,5A zulässig. Wenn der Laststrom 0,25 A nicht überschreitet, können KT208, KT209, KT502 mit jedem Buchstabenindex erfolgreich versorgt werden.

Anforderungen an Teile, möglicher Austausch und ggf. deren Auswahl sind im Text neben der Beschreibung der entsprechenden Komponenten sowohl des hier betrachteten Hauptpfades des Transceivers als auch im Text der Empfängerbeschreibung festgehalten, die wir ausdrücklich empfehlen, sich damit vertraut zu machen.

Die meisten Komponenten des CCI befinden sich auf einer Leiterplatte (Abb. 5) aus doppelseitig folienkaschiertem Fiberglas. Die Oberseite dient als gemeinsamer Draht und Schirm. Löcher um die Leitungen von Teilen, die nicht mit dem gemeinsamen Draht verbunden sind, sollten mit einem Bohrer mit einem Durchmesser von 2,5-3,5 mm versenkt werden. Die Abschlüsse der mit dem gemeinsamen Draht verbundenen Teile sind mit einem Kreuz gekennzeichnet. Die gemeinsame Ader des ULF-Leistungsteils (Pin 4 DA1) ist nur an einer Stelle mit der Oberseite der gemeinsamen Ader verbunden - Kontakte X10, X22, die beidseitig verlötet sind. Hier wird auch ein gemeinsamer Draht vom Netzteil angeschlossen. Aufgrund der hohen Dichte der Anordnung der Teile empfiehlt sich die Montage in folgender Reihenfolge: Zuerst werden alle Drahtbrücken aus dünnem isoliertem Montagedraht auf der Platine montiert; dann werden passive und aktive Elemente montiert, wobei die Leitungen an den gemeinsamen Draht gelötet werden und erst dann der Rest der Komponenten.

Bevor Sie die Versorgungsspannung an die Platine anlegen, überprüfen Sie die Installation nochmals sorgfältig. Wenn alles fehlerfrei und von funktionierenden Teilen gemacht wurde, startet die Hauptplatine sofort. Nach Anlegen der Versorgungsspannung sollte die Stromaufnahme im Empfangsmodus (ohne GPA-Signal, Schlüssel und Pedal in geöffneter Stellung) nahe 100 mA liegen, aus dem Lautsprecher sollte ein leises und gleichmäßiges Rauschen zu hören sein. Es ist sinnvoll, die Betriebsarten der Kaskaden für Gleichstrom zu überprüfen - der Ausgang aller Operationsverstärker sollte eine Spannung nahe +4,5 V haben, die Ausgänge der Logikelemente und Schalter sollten Steuerspannungspegel haben, die der Beschreibung von . entsprechen die Logik des Betriebs dieser Knoten.

Die erste Stufe bei der Einrichtung ist die Einstellung des AGC-Schwellenwerts des Empfangspfads. Dazu wird der Schieber des 0R1-Widerstands gemäß Schema in die obere Position und der Schieber des 0R2 Gain- und Trimmerwiderstands R19 (siehe Abb. 2) gemäß dem Schema auf die linke Position gestellt. Schließen Sie einen 50-Ohm-Widerstand an den Empfängereingang an. Schließen Sie den VFO an. An den Ausgang (Klemmen X9, X10) des Empfängers werden ein Lautsprecher oder Telefone angeschlossen, auf Wunsch können Sie im Wechselspannungs-Messmodus ein Oszilloskop oder ein Avometer anschließen. Suchen Sie durch Verschieben des Schiebereglers des Trimmers R19 die Position, an der das Rauschen abnimmt, und bewegen Sie den Schieberegler von dieser Position aus leicht in die entgegengesetzte Richtung. Dies ist die optimale Einstellung für den AGC-Schwellenwert.

Die Abstimmung des Übertragungsweges kann in zwei Stufen erfolgen. Zuerst schließen wir durch Anschluss eines Oszilloskops oder Multimeters im Wechselspannungsmessmodus an den Minuspol eines der Elektrolyte (C117, C120, C126 oder C131) die Tastenkontakte und überführen die CCI in den Telegraphensignalübertragungsmodus. Mit dem Trimmwiderstand R129 stellen wir den Pegel des modulierenden Signals auf ca. 1,7 Veff (Amplitude 2,3 V) ein, während das Selbstkontrollsignal im Lautsprecher deutlich zu hören sein sollte. Schließen Sie das Mikrofon an und drücken Sie das Pedal. Im lauten "A"-Modus durch Drehen des Trimmers R140 den Pegel des Modulationssignals auf etwa 1,1 Veff einstellen (die Amplitude beträgt etwa 2,2 V). Voreinstellung der Übertragungsweg ist beendet.

In Abb. 6 zeigt ein Diagramm der Verteilung der Übertragungskoeffizienten, ein Diagramm der Kaskadenpegel der Signale der Empfangs- und Sendepfade, die helfen, das Funktionsprinzip des TPP besser zu verstehen und gegebenenfalls genauer abzustimmen .

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Was hat sich am Transceiver nach seiner Veröffentlichung im RADIO Magazin Nr. 9.11 2006 geändert?

Wenige Änderungen. Wenn möglich, ist es besser, anstelle von Kondensatorpaaren (Keramik C21 + Folie C28) importierte MKT, MKR mit einem Wert von 0,1 μF in jeden Kanal zu legen, die natürlich mit einer Genauigkeit von nicht schlechter als 0,2% ausgewählt werden (wie das Experiment gezeigt, bestimmt die Genauigkeit dieser vier direkt die Qualität der seitlichen Unterdrückung, denn wenn Sie sie entfernen (auf 3,3-4,7nF reduzieren), erhöht sich die Unterdrückung in den unteren Bändern auf 60-63dB !!!, aber leider werden sie benötigt , sonst sinkt die Resistenz gegen AM-Störungen), wodurch die Unterdrückung der gespiegelten Seite bei 7MHz und 14MHz leicht verbessert werden konnte. Auch die AGC-Schaltungen wurden leicht optimiert (dies spiegelt sich bereits in der CCI-Schaltung (Abb. 2) der Version 11.0) wieder, jetzt gibt es keine Knackser bei scharfen und lauten Signalen, es funktioniert reibungslos und unmerklich und gleichzeitig ist es ist gut, unterdrückt Impulsgeräusche fast vollständig. Änderungen an der Platine sind minimal, wenn die Platine (für die Siegelzeichnung auf den Seiten 23 und 78 des Forums auf der modernen CCI) schon fertig ist - mit einem Jumper R167 schließen und den oberen Schenkel des C19-Kondensators anschließen , die Spuren mit einem Cutter korrigieren. Ich habe es einfacher gemacht - es war schade, die Leiterbahnen zu schneiden - ich habe den angegebenen Leiter von der Seite der Leiterbahnen angelötet. Wenn die Platine noch nicht vorbereitet wurde, ist es bei der Herstellung besser, die bereits korrigierte Zeichnung zu verwenden (dies spiegelt sich bereits in der Zeichnung der Leiterplatte in Abb. 5 Version 8.0 wider). Bei dieser Variante habe ich auch das Ground-Routing im LM386-Bereich leicht verändert. Daher muss die "geerdete" Klemme C16 von 2 Seiten gelötet werden.

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Ein einfach herzustellender Transceiver enthält keine knappen Teile. Der Transceiver basiert auf einem "Direct Conversion SSB Receiver". Werke per Telegraf CW und SSB auf der Strecke 80 m... Ausgangsleistung des Senders - 1,5 Watt... Empfängerempfindlichkeit bei 10 dB Signal-Rausch-Verhältnis - 1 μV... Unterdrückung des Trägers und des nicht funktionierenden Seitenbands - nicht weniger 30 dBA.

Das von der Eingangsschaltung C2L1C4 über den Kondensator C3 und das Bandpassfilter L8C32C30L9C33 empfangene Signal wird dem Eingang des HF-Verstärkers zugeführt, der auf den Transistoren V11-V13 besteht. Die Hochfrequenzverstärkung wird durch den variablen Widerstand R28 gesteuert. Über die Spulen L11, L12 gelangt das Signal zu einem symmetrischen Mischer, der an den Dioden V14-V17 gesammelt wird. Die Lokaloszillatorspannung wird dem Mischer von einem zweistufigen Lokaloszillator an den Transistoren V5, V6 zugeführt. Die erforderliche Phasenverschiebung von 90° der Lokaloszillatorspannung im Betriebsfrequenzbereich 3,5-3,65 MHz bietet den Breitband-Phasenschieber L4C67R7.

Reis. 1a. Schematische Darstellung des Transceivers

Reis. 1b. Schematische Darstellung des Transceivers (Fortsetzung)

Als Ergebnis der Frequenzmischung wird ein Tonfrequenzsignal freigesetzt, das den Zweigen des aus den Schaltungen L13C39, L14C41 und den Widerständen R34-R37 gebildeten Niederfrequenz-Phasenschiebers zugeführt wird. Der Transistor V19 ist mit einem der Zweige verbunden, dessen Kollektorverbindung im Empfangsmodus durch die über den Widerstand R42 gelieferte Spannung geöffnet ist. Der Niederfrequenz-Phasenschieber sorgt für eine 90°-Phasenverschiebung innerhalb des Audio-Frequenzbereichs.

Am Ausgang des Niederfrequenz-Phasenschiebers Tonsignal unteren Seitenstreifen. Über einen Tiefpassfilter C46L15C47L16C48 wird das Audiosignal einem Niederfrequenzverstärker zugeführt, der auf den Transistoren V20-V23 besteht. Um Frequenzen darüber zu dämpfen 3 kHz die ersten beiden Stufen des NF-Verstärkers werden durch eine frequenzabhängige Gegenkopplung abgedeckt. Um die Bandbreite anzupassen, ein positives Rückkopplung(über Elemente C55, R43, C56). Die Bandbreite wird mit einem variablen Widerstand R43 geändert. Die Verstärkung des Niederfrequenzsignals wird durch den Widerstand R54 gesteuert.

Im Übertragungsmodus wird das Signal vom Mikrofon einem Verstärker zugeführt, der auf den Transistoren V7-V9 besteht. Das verstärkte Niederfrequenzsignal wird einem Niederfrequenzphasenschieber zugeführt. Um beim Senden das untere Seitenband auszuwählen, ist eine zusätzliche 180°-Phasenverschiebung erforderlich, die der V19-Transistor bereitstellt (beim Senden wird er in den Verstärkungsmodus überführt). Nach dem Mischen der Signale in symmetrischen Mischern bei einer gemeinsamen Last wird ein Signal im unteren Seitenband erzeugt. Die notwendige Unterdrückung der Trägerfrequenz wird durch die Widerstände R32, R33 eingestellt.

Das dedizierte Einseitenbandsignal durch die L10-Kopplungsspule wird dem HF-Verstärker an den Transistoren V1-V4 zugeführt und wird der Antenne über die C2L1C4 P-Schaltung zugeführt. Beim Arbeiten mit dem Telegraphen wird am V10-Transistor ein Tongenerator verwendet. Derselbe Generator, der durch die Taste S2 eingeschaltet wird, dient dazu, die Endstufe entsprechend der Helligkeit der H1-Lampe einzustellen, die ein Indikator für den Kollektorstrom des Ausgangstransistors V1 ist.

Details und Konstruktion

Der Transceiver wird auf einer Leiterplatte mit den Abmessungen 180x50 mm in einseitiger Montage montiert. Spulenwicklungsdaten sind in . angegeben Tabelle... Der HF-Empfänger und der Sendeverstärker sowie der VFO sind durch Abschirmbleche getrennt.

Die Spulen L1-L9 werden mit einem PEV 0.1-Draht auf Rahmen mit einem Durchmesser von 7 mm, einem Trimmer aus M400NN-Ferrit mit einer Länge von 12 und einem Durchmesser von 2,8 mm gewickelt. Die Spulen L10-L12 sind mit einem PEV 0.1-Draht auf den SB-9a-Kern gewickelt. Die Spulen L13-L16 sind mit einem PEV-Draht 0,07 auf einem Permalloy-Magnetkreis Ш6х8 gewickelt. Die Drosseln L17-L19 können eine beliebige Induktivität von 50-100 μH sein. Die Spulen L12-L14 sind in zwei Drähten gewickelt. Verbinden Sie dann das Ende der einen Hälfte der Wicklung mit dem Anfang der anderen.

Dioden für einen symmetrischen Mischer sollten ähnliche Sperrstromwerte haben. Die Transistoren V2-V6, V11-V13 können eine beliebige Hochfrequenz sein und V7-V10, V21-V23 - eine beliebige Niederfrequenz. Der Transistor V20 muss rauscharm sein. Dioden V14-V17 - jede der D311-Serie. Die Verwendung von Dioden D18 führt zu etwas schlechteren Ergebnissen. Als Mikrofon wurde die Kapsel des TM-2M Mikrotelefons verwendet. Lampe H1 - jede Niederspannung, zum Beispiel 6,3 V 0,28 A.

Einrichten eines Transceivers

Die Einstellung des Transceivers muss mit der Einstellung des NF-Phasenschiebers beginnen. Dies erfordert ein Oszilloskop und einen Tongenerator. Phaserarme ( Abb. 2 ) mit den Eingängen verbinden " x" und " Ja"Oszilloskop. Dem Eingang des Phasenschiebers wird ein Tonfrequenzsignal zugeführt. Die Widerstände R34 und R35 erreichen das Vorhandensein eines Kreises auf dem Oszilloskopbildschirm, wenn sich die Generatorfrequenz im Intervall ändert 300-3000 Hz... Die weitere Einstellung des Phasenschiebers erfolgt beim Einstecken in den Transceiver.

Reis. 2

Zum Abstimmen von Hochfrequenzkreisen benötigen Sie einen HF-Generator und einen SSB-Empfänger. Sie beginnen aus dem empfangenden Teil festzustellen, nachdem sie zuvor die Frequenz des Generators des glatten Bereichs innerhalb des Bereichs eingestellt haben. Die Schleifen L8C32 und L9C33 sind auf gesetzt mittlere Frequenz Palette.

Die Trimmerwiderstände R32 und R33 sind auf Mittelstellung eingestellt. Widerstände R36, R37 und R7 erreichen eine maximale Unterdrückung des oberen Seitenbands. Der Widerstand R39 beeinflusst den Betrieb im Empfangsmodus nicht wesentlich. Es ist darauf zu achten, dass an unterschiedlichen Positionen des Widerstands R43 im NF-Verstärker keine Erregung stattfindet. Wenn dies der Fall ist, werden die Kondensatoren C55, C56 ausgewählt.

Im Sendemodus wird die Funktion des Bassverstärkers und des Tongenerators vorab geprüft. Die L2C65-Schleife sollte auf die Mittenfrequenz des Bandes abgestimmt werden. Durch Einstellen der Widerstände R32 und R33 erreichen sie die maximale Unterdrückung der Trägerfrequenz und mit dem Widerstand R39 die maximale Unterdrückung des oberen Seitenbands im Sendebetrieb.

Wenn der Sender mit Strom versorgt wird, überprüfen Sie die Gründlichkeit der Abschirmung und das Vorhandensein von Entkopplungskondensatoren auf den "Minus"-Bussen. Transceiver bei einer Sammelfunkstation getestet UK3ACR... Es wurden Kontakte mit sowjetischen Funkamateuren der Regionen 1-6 und Auslandskorrespondenten geknüpft.

"Radio" Nr. 10/1978

Der Transceiver hat getrennte Hochfrequenz- und Niederfrequenzpfade zum Empfangen und Senden, der Mischer-Modulator und ein Smooth-Range-Generator sind beiden Modi gemeinsam.

Der Smooth Range Generator (GPA) besteht aus zwei Feldeffekttransistoren VT5 und VT6 mit Source-Kopplung. Es arbeitet mit einer Frequenz, die der Hälfte der Frequenz des empfangenen oder gesendeten Signals entspricht. Während des Empfangs- und Sendebetriebs werden die Ausgangskreise des VFO nicht geschaltet und die Belastung des VFO ändert sich nicht. Dadurch weicht die VFO-Frequenz beim Wechsel vom Empfangen zum Senden oder umgekehrt nicht ab. Die Abstimmung innerhalb des Bereichs erfolgt unter Verwendung eines variablen Kondensators mit einem Luftdielektrikum CU, das Teil der GPE-Schaltung ist.

Der Transceiver ist zum Senden und Empfangen von SSB und CW im Bereich 28-29,7 MHz ausgelegt. Das Gerät ist nach dem Direktwandlungsschema mit einem gemeinsamen Mischer-Modulator zum Empfangen und Senden aufgebaut.

Technische Eigenschaften:

• Empfindlichkeit im Empfangsbetrieb mit einem Signal-Rausch-Verhältnis von 10 dB, nicht schlechter ........ 1 µV;
• der Dynamikbereich des Empfangspfades, gemessen nach der Zwei-Signal-Methode, beträgt ca. ...... 80 dB;
• die Bandbreite des Empfangspfades in Höhe von -3 dB .......... 2700 Hz;
• die Breite des Spektrums der Einseitenbandstrahlung während der Übertragung ........ 2700 Hz;
• die Trägerfrequenz und das unwirksame Seitenband werden nicht schlechter als ........ 40 dB unterdrückt;
• Ausgangsleistung des Senders im Telegrafenmodus bei einer Belastung von 75 Ohm ...... 7 W;
• die Drift der Lokaloszillatorfrequenz nach 30 Minuten Aufwärmen nach dem Einschalten beträgt nicht mehr als ... 200 Hz / h.

Im SSB-Übertragungsmodus wird das Signal vom Mikrofon vom Operationsverstärker A2 verstärkt und dem Phasenschieber auf den Elementen L10, Lll, C13, C14, R6, R7 zugeführt, der für eine 90°-Phasenverschiebung im Frequenzbereich 300 . sorgt -30-00Hz.

In der L4C5-Schaltung, die als Gesamtlast der Mischer auf den VD1-VD8-Dioden dient, wird das Signal des oberen Seitenbands im Bereich von 28-29,7 MHz isoliert. Der Hochfrequenz-Breitband-Phasenschieber L6R5C9 sorgt in diesem Bereich für eine 90°-Phasenverschiebung.

Das ausgewählte Einseitenbandsignal durch den Kondensator C6 wird einem dreistufigen Leistungsverstärker zugeführt, der die Transistoren VT7 - VT9 verwendet. Die Stufe der Vorverstärkung und Entkopplung des Ausgangskreises des Mischer-Modulators erfolgt am VT9-Transistor. Die hohe Eingangsimpedanz in Kombination mit der niedrigen C6-Kapazität sorgt dafür, dass der Leistungsverstärker minimale Auswirkungen auf die C5L4-Schaltung hat. Im Kollektorkreis von VT9 ist ein Regler enthalten, der auf die Mitte des Bereichs abgestimmt ist. Die Zwischenstufe des VT8-Feldeffekttransistors arbeitet im Klasse-B-Modus, die Endstufe im Klasse-C-Modus.

Der U-förmige Tiefpassfilter C25L13C26 entfernt hochfrequente Oberwellen aus dem Ausgangssignal und stellt sicher, dass die Ausgangsimpedanz der Endstufe mit dem Wellenwiderstand der Antenne übereinstimmt. Das Amperemeter PA1 dient zur Messung des Drainstroms des Ausgangstransistors und zeigt die korrekte Einstellung der P-Schaltung an.

Der Telegrafenbetrieb wird durch den Austausch des A2-Verstärkers durch einen 600 Hz Sinussignalgenerator realisiert (Abb. 21). Die Umschaltung von CW-SSB erfolgt mit dem Schalter S1. Die Telegraphentaste steuert den Offset VT11 des Oszillatorvorverstärkers und damit die Abgabe des Niederfrequenzsignals an den Modulator.

Im Empfangsmodus werden die Sendestufen mit 42 V nicht versorgt und die Endstufe und der Mikrofonverstärker sind ausgeschaltet. Zu diesem Zeitpunkt wird den Stufen des Empfangspfads eine Spannung von 12 V zugeführt.

Das Signal von der Antenne gelangt über die L1-Kopplungsspule in den L2C3-Eingangskreis; es passt die Schleifenimpedanz an die Antennenimpedanz an. Am Transistor VT1 ist ein HF-Verstärker angebracht. Die Verstärkung einer Stufe wird durch die Vorspannung an ihrem zweiten Gate (Teiler an den Widerständen R1 und R2) bestimmt. Als Last der Kaskade dient die Schaltung L4C5, die Verbindung der HF-Verstärkerstufe mit dieser Schaltung erfolgt über die Koppelspule L3. Von der Kommunikationsspule L5 wird das Signal dem Diodendemodulator an den Dioden VD1 - VD8 zugeführt.

Spulen L8, L9 und ein Phasenschieber L10 und L11 wählen das Signal 34 im Frequenzbereich 300-3000 Hz, das über den Kondensator C15 dem Eingang des Operationsverstärkers A1 zugeführt wird. Die Verstärkung dieser Mikroschaltung bestimmt die Grundempfindlichkeit des Transceivers im Empfangsmodus. Darauf folgt ein Verstärker 34 an den Transistoren VT2-VT4, von dessen Ausgang das Signal 34 dem kleinen Lautsprecher B1 zugeführt wird. Die Lautstärke des Empfangs wird durch den variablen Widerstand R15 geregelt. Um laute Klickgeräusche beim Umschalten zwischen den "Empfangs-Sende"-Modi auszuschließen, wird der UMZCH über die Transistoren VT2-VT4 sowohl beim Empfang als auch beim Senden mit Strom versorgt.

Die meisten Teile des Transceivers sind in drei Leiterplatten, Skizzen davon sind in Abb. 22-24, Auf der ersten Platine befinden sich die Details des Eingangs-HF-Verstärkers des Empfangspfads (am VT1-Transistor), die Details des Mischermodulators mit Phasenschieberschaltungen sowie die Details des Lokaloszillators. Auf der zweiten Platine befinden sich Niederfrequenzstufen auf den Mikroschaltungen A1 und A2 und den Transistoren VT2 - VT4. Die dritte Platine beherbergt den Sendeleistungsverstärker.

Die Platine mit Mixer-Modulator, HF-Verstärker und VFO ist geschirmt. Die Umschaltung der Betriebsarten "Empfang-Senden" erfolgt über ein Pedal, das die Spannung 42 V ein- und ausschaltet und zwei elektromagnetische Relais steuert, von denen eines die Antenne schaltet und das zweite eine Spannung von 12 V an den Empfangspfad liefert. Die Relaisspulen werden mit einer Spannung von 42 V versorgt und im stromlosen Zustand schalten die Relaiskontakte in den Empfangsmodus.

Zur Stromversorgung des Transceivers wird ein stationäres Basisnetzteil verwendet, von dem eine konstante stabilisierte Spannung von 12 V mit einem Strom von bis zu 200 mA und eine konstante ungeregelte Spannung von 42 V mit einem Strom von bis zu 1 A verwendet wird.

Wicklungsdaten der Transceiver-Spulen Tabelle 4

Der Transceiver verwendet konstante MLT-Widerstände für die in den Diagrammen angegebene Leistung. Angepasster Widerstand - SDR-4a. Schleifenkondensatoren - unbedingt Keramik, Abstimmkondensatoren - KPK-M. Elektrolytkondensatoren - Typ K50-35 oder ähnlich importiert. Die variablen Kondensatoren des Lokaloszillators und der Ausgangsschaltung sind luftisoliert.

Zum Wickeln der durchgeschleiften URCH-Spulen, Mischer und Sender werden Keramikrahmen mit 9 mm Durchmesser mit SCR-1-Trimmkernen verwendet (auch Kunststoffrahmen aus den UPCI-Strecken alter Röhrenfernseher sind möglich, aber die thermische Stabilität ist deutlich schlechter aus Keramik). Die Niederfrequenzspulen der Mischer-Modulatoren L8 und L9 sind auf K16x8x6 Ringkerne aus 100NN Ferrit oder höher (100VCh, 50VCh) gewickelt. Die Spulen L10 und L11 sind auf OB-ZO-Rahmen aus 2000NM1-Ferrit gewickelt. Auf solche Kerne wurden Spulen von Lösch- und Magnetisierungsgeneratoren von Halbleiter-Reel-to-Reel-Tonbandgeräten gewickelt. Die Wicklungsdaten der Transceiverspulen sind in der Tabelle angegeben. 4.

KPZOZG-Transistoren können durch KPZOZ mit beliebigem Buchstabenindex oder durch KP302 ersetzt werden. Der Transistor KP350A kann durch KP350B, KP350V oder KP306 ersetzt werden. Transistor KP325 - auf KT3102. Leistungsstarke Feldeffekttransistoren KP901 und KP902 kann mit beliebigen Buchstabenindizes sein. Für UMZCH sind alle Silizium- bzw. Germanium-Transistoren der entsprechenden Struktur geeignet. Die Dioden KD503 können durch KD514 und die Diode D9 durch D18 ersetzt werden.

Literatur: A. P. Semjan. 500 Schemata für Funkamateure (Funkstationen und Transceiver) SPb.: Nauka i Tekhnika, 2006. - 272 S.: Ill.